在進(jìn)行小數(shù)分頻頻率合成器的芯片測試時，數(shù)字部分可以通過常規(guī)的數(shù)字測試方法即可以實(shí)現(xiàn);而輸出射頻信號的相位噪聲、雜散噪聲則需要芯片工作在正常的輸出狀態(tài)下才能測試;因此小數(shù)分頻頻率合成器芯片在測試時需要與外接環(huán)路濾波器(LF)、壓控振蕩器(VCO)才能構(gòu)成完整的鎖相環(huán)回路，在具備正常的芯片功能的前提下才能實(shí)現(xiàn)對其相位噪聲、雜散噪聲下的測試。本文以ADF4153小數(shù)分頻頻率合成器為例，研究了其外圍環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)方法，給出了基于芯片測試的環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)流程，并進(jìn)行了驗(yàn)證測試。

1.外接環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)

環(huán)路濾波器是電荷泵鎖相環(huán)電路的重要環(huán)節(jié)，它連接在電荷泵和壓控振蕩器之間。鎖相環(huán)的基本頻率特性是由環(huán)路濾波器決定的。實(shí)際上，正是由于環(huán)路濾波器的存在，鎖相環(huán)才可以選擇工作在任意的中心頻率和帶寬內(nèi)。環(huán)路濾波器的類型多種多樣，大致分為有源濾波器和無源濾波器兩大類，無源濾波器與有源濾波器相比，其優(yōu)點(diǎn)在于：結(jié)構(gòu)簡單、低噪聲、高穩(wěn)定度和易以實(shí)現(xiàn)。

最常見的無源濾波器是如圖1所示的三階濾波器。一般而言，環(huán)路濾波器的帶寬應(yīng)為PFD頻率(通道間隔)的1/10.提高環(huán)路帶寬會縮短鎖定時間。但環(huán)路帶寬過大會大幅度地增加不穩(wěn)定性，從而導(dǎo)致鎖相環(huán)無法鎖定的狀態(tài)。

圖1三階環(huán)路濾波器

三階無源濾波器的傳遞函數(shù)為：

其中：

聯(lián)合公式(1)、(2)可以得出：

其中：K0=C2R2,K1=C1C2C3R2R3，K2=[(C1+C2)C3R3+(C1+C3)C2R2]，K3=C1C2C3。

為了求取C1、C12、C3和R1、R2的取值，首先需要確定設(shè)計(jì)需要的帶寬及相位裕度，諸多文獻(xiàn)給出了詳細(xì)的求取步驟，在此不再敷述。然而，在實(shí)際的應(yīng)用時，這種計(jì)算方法較為繁瑣，不利于工程設(shè)計(jì)使用。

ADI公司發(fā)布的ADIsimPLL頻率合成器設(shè)計(jì)軟件可以很方便地根據(jù)用戶的使用要求進(jìn)行環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)。它將應(yīng)用工程師從繁雜的數(shù)學(xué)計(jì)算中解脫出來。應(yīng)用者只要輸入設(shè)置環(huán)路濾波器的幾個關(guān)鍵參數(shù)，ADISimPLL就可以自動地計(jì)算出所需要的濾波器元器件的數(shù)值。這些參數(shù)包括：鑒相頻率PFD,電荷泵電流ICP,環(huán)路帶寬BW,相位裕度，VCO控制靈敏度Kv,濾波器的形式(有源或無源，階數(shù))。然而，在芯片測試時，如何盡可能地將外界電路(如環(huán)路濾波器)引入的噪聲降低，以測試出芯片的真實(shí)性能，這是芯片外圍電路設(shè)計(jì)時需要解決的問題。

2.設(shè)計(jì)參數(shù)選擇

為了研究環(huán)路濾波器對鎖相環(huán)輸出頻率相位噪聲的影響，設(shè)計(jì)出符合芯片測試需要的外圍環(huán)路濾波器。本文在ADIsimPLL軟件中進(jìn)行了如下仿真配置。器件型號：ADF4153，fPFD=25MHz(理想信號源)，INT=69，F(xiàn)RAC=101，MOD=125，VCO采用ZComm公司的V674ME34-LF，在該配置下，預(yù)期輸出的RFOUT=1.7452GHz。

(a)設(shè)定環(huán)路濾波器帶寬為20kHz,相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖2所示。

圖2環(huán)路帶寬20kHz時的相位噪聲仿真圖

從圖2中可以得知，當(dāng)環(huán)路濾波帶寬為20kHz時，VCO所引起的相位噪聲占據(jù)了主導(dǎo)地位。芯片所引起的相位噪聲則被淹沒在總輸出噪聲之下。換句話說，當(dāng)環(huán)路帶寬較窄(如20kH)的情況下，針對鎖相環(huán)輸出信號進(jìn)行相位噪聲測試，其結(jié)果并不能真正地反映芯片輸出的相位噪聲。

(b)設(shè)定環(huán)路濾波器帶寬為100kHz，相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖3所示。

圖3環(huán)路帶寬為100kHz時的相位噪聲仿真圖

從圖3中可以得知，當(dāng)環(huán)路濾波帶寬為100kHz時，VCO對于總相位噪聲的貢獻(xiàn)顯著地降低，芯片所引起的相位噪聲占據(jù)了主導(dǎo)地位，在10kHz以內(nèi)，總相位噪聲輸出的曲線基本與芯片所引起的相位噪聲重合。由此可以得知，當(dāng)環(huán)路帶寬較寬(如100kHz)的情況下，針對鎖相環(huán)輸出信號進(jìn)行相位噪聲測試，其結(jié)果基本能真正反映芯片輸出的相位噪聲。

本文研究的ADF4154的主要測試頻點(diǎn)為1.7452GHz(fPFD=25MHz,RSET=5.1k)，根據(jù)測試要求進(jìn)行綜合的考慮，設(shè)定了環(huán)路帶寬75kHz,相位裕度50°的約束條件。在進(jìn)行ADF4153的外圍電路設(shè)計(jì)時，首先需要確認(rèn)所使用的VCO型號及其標(biāo)稱性能。然后再根據(jù)ADI公司提供的ADIsim-PLL軟件進(jìn)行三階環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)。從軟件得出C1~C3、R2、R3的具體取值，再根據(jù)現(xiàn)有的標(biāo)稱電容電阻值進(jìn)行調(diào)整，反算出實(shí)際設(shè)計(jì)的環(huán)路帶寬及相位裕度。實(shí)際數(shù)據(jù)如表1所示。

表1三階環(huán)路濾波器電容與電阻的取值

由此，我們確定了環(huán)路濾波器中各個電容、電阻的取值，并設(shè)計(jì)了可用于ADF4153芯片測試的電路原理圖，如圖4所示。VCO的輸出不僅需要連接外部頻譜儀進(jìn)行測試，還需要通過電容反饋到ADF4153的REFINA端，同時REFINA端還需要預(yù)留SMA頭用于射頻輸入頻率范圍及靈敏度測試。一個簡單的電阻網(wǎng)絡(luò)用于完成VCO輸出信號功率的再分配。

圖4環(huán)路濾波器及射頻電路設(shè)計(jì)

3.測試驗(yàn)證

在仿真的基礎(chǔ)上，本文設(shè)計(jì)并加工了ADF4153的測試板，并按照計(jì)算的電容、電阻值組成了環(huán)路濾波網(wǎng)絡(luò)。采用Agilent8257D射頻信號源提供250MHz作為fREFIN，通過SPI端口設(shè)定fPFD=25MHz，N=69，4/5分頻模式，ICP=5mA,FRAC=101，MOD=125。使用頻譜儀測量輸出信號，能夠正常鎖定在1.7452GHz，如圖5所示。圖6為該頻點(diǎn)的相位噪聲測試圖，實(shí)測相位噪聲為-106.34dBc/Hz.環(huán)路帶寬約為85kHz，與理論值77.3kHz存在一定的差距。這是由于在仿真時并沒有考慮測試板走線及測試插座等存在的寄生電容所導(dǎo)致的偏差，但仍在合理范圍以內(nèi)。

圖5輸出信號頻譜

圖6相位噪聲測試圖

針對芯片進(jìn)行不同工作模式下的相位噪聲及雜散進(jìn)行測試，測試結(jié)果如表2、3所示。

表2不同模式的相位噪聲測試數(shù)據(jù)

表3不同模式下的雜散測試數(shù)據(jù)

數(shù)據(jù)手冊規(guī)定最低的相位噪聲模式下5kHz頻偏的相位噪聲PN≤-95dBc/Hz，實(shí)測該點(diǎn)為-106.04dBc/Hz，測試結(jié)果滿足要求。

數(shù)據(jù)手冊規(guī)定中間雜散模式下1MHz頻偏的雜散SN≤-65dBc/Hz，實(shí)測該點(diǎn)為-84.99dBc/Hz，測試結(jié)果滿足要求。

綜上所述，該濾波器的設(shè)計(jì)能達(dá)到預(yù)期的設(shè)計(jì)目標(biāo)，滿足不同模式下的雜散及相噪測試的要求，可用于ADF4153芯片的性能測試。

小結(jié)

以上就是基于芯片測試的環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)介紹了。本文主要基于芯片測試目的，針對外圍電路中的環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)來進(jìn)行討論，從而給出一種簡單、易行的工程化計(jì)算方法和流程，并對其進(jìn)行了驗(yàn)證測試，測試結(jié)果滿足芯片測試的需要。目前這種方法已經(jīng)應(yīng)用于多款小數(shù)分頻頻率合成器的測試電路的設(shè)計(jì)中。