換電路中，發(fā)生在漏極和源極之間的浪涌。
漏極和源極之間產(chǎn)生的浪涌
緩沖電路的種類和選擇
C緩沖電路的設計
RC緩沖電路的設計
放電型RCD緩沖電路的設計
非放電型RCD緩沖電路的設計
封裝引起的浪涌差異
SiC MOSFET的漏極和源極之間產(chǎn)生的浪涌
開關導通時，線路和電路板版圖的電感之中會直接積蓄電能（電流能量）。當該能量與開關器件的寄生電容發(fā)生諧振時，就會在漏極和源極之間產(chǎn)生浪涌。下面將利用圖1來說明發(fā)生浪涌時的振鈴電流的路徑。這是一個橋式結構，在High Side（以下簡稱HS）和Low Side（以下簡稱LS）之間連接了一個開關器件，該圖是LS導通，電路中存在開關電流IMAIN的情形。通常，該IMAIN從VSW流入，通過線路電感LMAIN流動。
圖1：產(chǎn)生關斷浪涌時的振鈴電流路徑
接下來，LS關斷時，流向LMAIN的IMAIN一般是通過連在輸入電源HVdc和PGND之間的大容量電容CDCLINK，經(jīng)由HS和LS的寄生電容，按照虛線所示路徑流動。此時，在LS的漏極和源極之間，LMAIN和SiC MOSFET的寄生電容COSS（CDS+CDG）就會產(chǎn)生諧振現(xiàn)象，漏極和源極之間就會產(chǎn)生浪涌。如果用VDS_SURGE表示施加在HVdc引腳的電壓，用ROFF表示MOSFET關斷時的電阻，則該浪涌的最大值VHVDC可以用下述公式表示（*1）。
圖2是使用SiC MOSFET SCT2080KE進行測試時關斷時的浪涌波形。當給HVdc施加800V的電壓時，可以算出VDS_SURGE為961V，振鈴頻率約為33MHz。利用公式（1），根據(jù)該波形，可以算出LMAIN約為110nH。
圖2：關斷浪涌波形
再接下來，增加一個圖3所示的緩沖電路CSNB，實質(zhì)性地去掉LMAIN后，其關斷浪涌的波形如圖4所示。
圖3：C緩沖電路
圖4：通過C緩沖電路降低關斷浪涌
可以看到，增加該CSNB之后，浪涌電壓降低50V以上（約901V），振鈴頻率也變得更高，達到44.6MHz，而且包括CSNB在內(nèi)，整個電路中的LMAIN變得更小。
同樣，利用公式（1）計算LMAIN，其結果由原來的110nH左右降低至71nH左右。原本，最好是在進行版圖設計時，將線路電感控制在最低水平。但是，在實際設計過程中，往往會優(yōu)先考慮器件的散熱設計，所以線路并不一定能夠按照理想進行設計。
在這種情況下，其對策方案之一就是盡可能在開關器件附近配置緩沖電路，使之形成旁路電路。這樣既可以將線路電感這一引發(fā)浪涌的根源降至最低，還可以吸收已經(jīng)降至最低的線路電感中積蓄的能量。然后，通過對開關器件的電壓進行鉗制，就可以降低關斷浪涌。
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